Компания ЭЛМ официальный дистрибьютор компании WIPL-D на территории России и стран СНГ сообщает о выходе новой версии программного решения для разработки и моделирования СВЧ устройств – WIPL-D Microwave PRO 6.0.
Компания WIPL-D ежегодно добавляет новые возможности и вносит улучшения на основании полученных отзывов от пользователей. Рассмотрим основные улучшения:
В новой версии Filter Designer появились несколько новых конструкций полосовых и заграждающих (режекторных) СВЧ-фильтров. Доступный набор фильтров теперь охватывает самые популярные конструкции построения СВЧ фильтров.
Новые конструкции включают синтез на параллельно соединенных резонаторах, связанных резонаторах со ступенчатым изменением импеданса (Coupled SIR’s) и шпильковых линиях (Hairpin-Line).
Список новых и ранее доступных топологий фильтров представлен на рисунке 1. Синтез всех новых топологий возможен на идеальных (Ideal Line) и микрополосковых (Microstrip) линиях передачи. В предыдущей версии синтез полосовых фильтров был возможен тольк она сосредоточенных элементах. В новой версии WIPL-D Microwave Pro Filter Designer расширен набор фильтров за счет включения резонаторов с электрической связью (на идеальной линии передачи) и топологий с открытым шлейфом и на связанных линиях (на идеальных или микрополосковых линиях).
Микрополосковый фильтр с открытым шлейфом наиболее часто используется для проектирования фильтров с относительно широкой полосой заграждения, а микрополосковый фильтр на связанных линиях подходит для узкой полосы заграждения. Список новых полосовых фильтров представлен на рис. 2.
В нашем ведеоуроке мы продемонстрировали работу WIPL-D Microwave Pro Filter Designer: https://www.elm-c.ru/blog/modelirovanie-filtra-nizhnih-chastot-na-sosredotochennyh-elementah-v-wipl-d-microwave-pro
Большинство СВЧ фильтров проектируются на связанных линиях передачи. Благодаря использованию компонента идеальной связанной линии пользователь может изучить влияние неравномернсти фазовой скорости четных и нечетных мод на производительность фильтра.
В микрополосковой линии распространяется квази-ТЕМ волна, фазовые скорости (эффективные диэлектрические постоянные четных и нечетных мод) различны, а в полосковых линиях они равны, так как распространяется ТЕМ волна. В отличие от других инструментов проектирования фильтров, в WIPL-D Filter Designer пользователь может изучить влияние различных эффективных диэлектрических постоянных четных и нечетных мод на производительность фильтра. Если разница между эффективными диэлектрическими постоянными чётной и нечётной мод минимизирована, то она остаётся пренебрежимо малой в широком диапазоне частот, что в результате, минимизирует перекрёстную помеху. Например, в представленном на рис. 3, где Ere=2,65 и Ero=2,35, результирующая характеристика фильтра имеет паразитные полосы пропускания вокруг второй и третьей гармоник фильтра (см. рис. 4).
Если эффективные диэлектрические постоянные мод выбраны равными, как показано на рис.5, где Ere=Ero=2,5, то паразитная полоса пропускания вокруг второй гармоники не появляется (рис. 5 и рис. 6).
СВЧ фильтры на связанных линиях передачи на рис. 1 и рис. 2 могут быть преобразованы и представлены в микрополосковом исполнении. Этот функционал появился в новой версии Microwave Pro 6.0, в которую был добавлен синтез микрополосковых линий на связанных элементах. Кроме ранее доступного преобразования физических параметров в электрические, теперь также возможно обратное преобразование электрических параметров в физические.
На рисунке 7 показан полосовой фильтр с параллельно связанным резонатором, который был преобразован из идеальных компонентов в микрополосковые.
В новой версии WIPL-D Microwave Pro 6.0 появились компоненты с многопроводными микрополосковыми и полосковыми линиями. Многопроводные компоненты позволяют анализировать стержневые и гребенчатые микрополосковые и полосковые фильтры, линии задержки, направленные ответвители Ланге. Примеры использования многопроводных компонентов показаны на рис. 8 - рис. 10.
Свойства микрополосковых и полосковых многопроводных компонентов представлены на рис. 11 и 12. Для обоих компонентов количество проводов N может быть выбрано от 1 до 8. После выбора количества проводов, автоматически появляются поля для ввода ширины wi, i=1,...,N и расстояния si, i=1,...,N-1 между проводами.
Расчет S-параметров многопроводной линии основан на методе, описанном в [1]. На первом этапе численно оцениваются двумерные квази-ТЕМ-матрицы для многопроводных линий передач, встроенных в кусочно-однородные диэлектрики. Предполагается, что многопроводная линия является бесконечно длинной и имеет постоянное поперечное сечение по всей длине. Точность метода зависит от плотности сегментации, применяемой к контурам диэлектрика и проводника. Пользователь может регулировать точность указывая значения параметра от 1 до 10. Чем выше значение параметра, тем выше будет точность. Однако более высокая точность приводит к более длительному моделированию. Вычисленные квази-временные матрицы впоследствии используются для расчета параметров рассеяния длины многопроводной линии.
Метод анализа [1] включает в себя расчет диэлектрических потерь и потерь в проводниках. Потери в проводниках рассчитываются исходя из скин-эффекта. Чтобы более точно рассчитать потери на низких частотах, где скин-эффект не выражен, пользователь должен снять флажок в соответствующем поле "Область скин-эффекта". В этом случае для расчета потерь в проводнике используется метод, описанный в [2]. Выбор метода расчета потерь остается исключительно на усмотрении пользователя и должен осуществляться в зависимости от специфики решаемой задачи.
Поперечное сечение многожильной структуры можно визуализировать, нажав кнопку View (Просмотр). На рис. 13 представлено поперечное сечение многожильной полосковой линии, которая используется в фильтре на рис. 10. Возможность просмотра поперечного сечения многопроводной линии используется для приблизительной проверки соответствия размеров линий и зазоров проводников. Визуализация также демонстрирует детали сегментации контуров проводника и диэлектрика. Данная информация может быть использована при оценке качества и оценки параметра точности.
В предыдущих версия WIPL-D Microwave Pro пользователи могли провести автоматический расчет электрических параметров на основе физических размеров связанной микрополосковой линии. В новой версии пользователи могут провести обратный расчет, т.е рассчитать физические параметры при задании электрических параметров. Методы расчета реализованы в инструменте расчета импеданса (Impedance Calculator) (рис. 14).
В нашем видеоуроке мы продемонстрировали работу WIPL-D Microwave Pro Impedance Calculator: https://www.elm-c.ru/blog/modelirovanie-filtra-nizhnih-chastot-na-sosredotochennyh-elementah-v-wipl-d-microwave-pro
Для преобразования электрических параметров в физические, пользователю необходимо ввести значения характеристического сопротивления для четной Ze и нечетной Zo волн системы связанных линий либо длину линии нормированной к длине волны L/λe, либо L/λo. После введенных значений система автоматически вычисляет ширину W, зазор S и длину L проводников.
В новой версии WIPL-D Microwave Pro 6.0 было добавлено несколько новых параметров для работы с линейными активными цепями. В предыдущей версии для модели активной 2-портовой модели пользователь мог рассчитать коэффициент шума и параметры надежности. В новой версии добавлены параметры входного и выходного импеданса, которые необходимы для сопряженного согласования и стабильности работы устройства, максимальное усиление преобразователя Gtmax, максимально стабильное усиление Gmsg.
На рисунках 15-20 показаны новые функциональные возможности на примере сопряженно согласованного усилителя. На рисунке 15, показано максимальное усиление преобразователя. Из рисунка видно, что для конкретного транзистора максимальное усиление преобразователя находится на частоте 14 ГГц и составляет Gtmax=6,95 дБ.
При проектировании усилителя с сопряженным согласованием необходимо рассчитать коэффициенты отражения Gamma и GamaL, обеспечивающие одновременное сопряженное согласование для выбранного транзистора. С помощью WIPL-D Microwave Pro вычисления выполняются одним кликом мыши, а значения коэффициентов отражения автоматически доступны в графическом виде (рис. 16).
Следующим шагом, вычисленные значения коэффициентов отражения преобразуются в соответствующие импедансы, сопряжения которых должны быть согласованы. Графики с предыдущего шага одним кликом преобразуются в диаграммы Смита, где маркеры указывают нормализованные значения импеданса, как показано на рис. 17 на рабочей частоте 14 ГГц.
Для иллюстрации были сконструированы простые схемы с сосредоточенными элементами, соответствующие сопряженным значениям импедансов, определенным на предыдущем шаге 50 Ом. Схемы согласования и соответствующие трассы на диаграмме Смита представлены на рис. 18.
Усилитель, полученный в результате подключения согласующих цепей к транзистору, представлен на рис. 19. S-параметры усилителя представлены на рис. 20. Коэффициент усиления усилителя составляет G=S21=6,94 дБ, что отлично согласуется с ранее определенным значением Gtmax, а обратные потери на входе и выходе превышают 30 дБ.
